Տանը շարժական էլեկտրոնային սարքավորումները սնուցելու համար հաճախ օգտագործվում են ցանցային էներգիայի աղբյուրներ: Բայց դա միշտ չէ, որ հարմար է, քանի որ օգտագործման վայրում միշտ չէ, որ անվճար էլեկտրական վարդակից կա: Իսկ եթե Ձեզ անհրաժեշտ է ունենալ մի քանի տարբեր էներգիայի աղբյուրներ:
Ճիշտ որոշումներից մեկը ունիվերսալ էլեկտրամատակարարում կատարելն է: Եվ որպես արտաքին էներգիայի աղբյուր, օգտագործեք, մասնավորապես, անհատական համակարգչի USB պորտը: Գաղտնիք չէ, որ ստանդարտը ապահովում է արտաքին էլեկտրոնային սարքերի հզորությունը 5 Վ լարման և 500 մԱ-ից ոչ ավելի բեռի հոսանքի համար:
Բայց, ցավոք, շարժական էլեկտրոնային սարքավորումների մեծ մասի բնականոն աշխատանքի համար պահանջվում է 9 կամ 12 Վ: Խնդիրը լուծելու համար կօգնի մասնագիտացված միկրոսխեմա MC34063-ի վրա լարման փոխարկիչ, ինչը մեծապես կհեշտացնի անհրաժեշտ պարամետրերով արտադրությունը։
mc34063 փոխարկիչի կառուցվածքային դիագրամ.
MC34063 Գործառնական սահմաններ
Փոխարկիչի սխեմայի նկարագրությունը
Ստորև բերված է էլեկտրամատակարարման տարբերակի սխեմատիկ դիագրամ, որը թույլ է տալիս ստանալ 9V կամ 12V լարում ձեր համակարգչի 5V USB պորտից:
Շղթան հիմնված է մասնագիտացված միկրոսխեմայի վրա՝ MC34063 (նրա ռուսական գործընկերը՝ K1156EU5): MC34063 լարման փոխարկիչը DC/DC փոխարկիչի էլեկտրոնային կառավարման միացում է:
Այն ունի ջերմաստիճանի փոխհատուցվող լարման հղում (RTF), փոփոխական աշխատանքային ցիկլի տատանիչ, համեմատիչ, ընթացիկ սահմանափակող միացում, ելքային փուլ և բարձր հոսանքի անջատիչ: Այս չիպը հատուկ ստեղծված է նվազագույն քանակով տարրեր ունեցող խթանիչ, շրջադարձային և շրջադարձային էլեկտրոնային փոխարկիչներում օգտագործելու համար:
Գործողության արդյունքում ստացված ելքային լարումը սահմանվում է երկու R2 և R3 ռեզիստորներով: Ընտրությունը կատարվում է այն հիմքի վրա, որ համեմատիչի մուտքում (փին 5) պետք է լինի 1,25 Վ-ի հավասար լարում: Դուք կարող եք հաշվարկել ռեզիստորների դիմադրությունը շղթայի համար՝ օգտագործելով պարզ բանաձև.
Uout = 1.25 (1+R3/R2)
Իմանալով անհրաժեշտ ելքային լարումը և R3 ռեզիստորի դիմադրությունը, բավականին հեշտ է որոշել R2 դիմադրության դիմադրությունը:
Քանի որ ելքային լարումը որոշված է, դուք կարող եք մեծապես բարելավել միացումը՝ ներառելով մի անջատիչ շղթայում, որը թույլ է տալիս ստանալ բոլոր տեսակի արժեքները՝ ըստ անհրաժեշտության: Ստորև ներկայացված է MC34063 փոխարկիչի տարբերակը երկու ելքային լարման համար (9 և 12 Վ) 
Դիտարկենք սովորական DC / DC ուժեղացման փոխարկիչի միացում 34063 չիպերի վրա.
Չիպային կապում.
- SWC(անջատիչ կոլեկտոր) - ելքային տրանզիստորի կոլեկտոր
- SWE(անջատիչ թողարկիչ) - ելքային տրանզիստորի թողարկիչ
- Tc(ժամանակային կոնդենսատոր) - մուտքագրում ժամանակային կոնդենսատորի միացման համար
- GND- Երկիր
- II(comparator inverting input) - համեմատողի հակադարձ մուտքագրում
- Vcc- սնունդ
- ipk- առավելագույն ընթացիկ սահմանափակող շղթայի մուտքագրում
- DRC(վարորդի կոլեկցիոներ) - ելքային տրանզիստորի վարորդի կոլեկցիոներ (երկբևեռ տրանզիստորը նույնպես օգտագործվում է որպես ելքային տրանզիստորի վարորդ)
Տարրեր:
L1- կուտակային շնչափող. Սա, ընդհանուր առմամբ, էներգիայի փոխակերպման տարր է:
1-ից- ժամանակային կոնդենսատոր, այն որոշում է փոխակերպման հաճախականությունը: 34063 չիպերի փոխակերպման առավելագույն հաճախականությունը մոտ 100 կՀց է:
R2, R1- լարման բաժանարար համեմատիչ սխեմայի համար: Համեմատիչի ոչ հակադարձ մուտքը մատակարարվում է 1,25 Վ լարմամբ ներքին կարգավորիչից, իսկ ինվերտացիոն մուտքը՝ լարման բաժանարարից։ Երբ բաժանարարից լարումը հավասարվում է ներքին կարգավորիչի լարմանը, համեմատիչը միացնում է ելքային տրանզիստորը:
C 2, C 3- համապատասխանաբար, ելքային և մուտքային զտիչներ: Ելքային ֆիլտրի հզորությունը որոշում է ելքային լարման ալիքի մեծությունը: Եթե հաշվարկի ժամանակ պարզվի, որ շատ մեծ հզորություն է պահանջվում տրված ալիքային արժեքի համար, կարող եք հաշվարկել ավելի մեծ ալիքների համար, այնուհետև օգտագործել լրացուցիչ LC ֆիլտր: C 3 հզորությունը սովորաբար վերցվում է 100 ... 470 միկրոֆարադ:
Rscընթացիկ զգայական դիմադրություն է: Այն անհրաժեշտ է ընթացիկ սահմանափակող սխեմայի համար: Առավելագույն ելքային տրանզիստորի հոսանքը MC34063 = 1.5A-ի համար, AP34063-ի համար = 1.6A: Եթե գագաթնակետային անջատման հոսանքը գերազանցում է այս արժեքները, ապա չիպը կարող է այրվել: Եթե հաստատ հայտնի է, որ գագաթնակետային հոսանքը նույնիսկ չի մոտենում առավելագույն արժեքներին, ապա այս դիմադրությունը կարող է բաց թողնել:
R3- ռեզիստոր, որը սահմանափակում է ելքային տրանզիստորի վարորդի հոսանքը (առավելագույնը 100 մԱ): Սովորաբար վերցվում է 180, 200 ohms:
Հաշվարկման կարգը.
- Ընտրեք անվանական մուտքային և ելքային լարումները. V in, V դուրսև առավելագույն ելքային հոսանքը Ես դուրս.
- 2) Ընտրեք նվազագույն մուտքային լարումը V in (րոպե)և նվազագույն աշխատանքային հաճախականությունը fminընտրվածի հետ V inև Ես դուրս.
- Հաշվարկել արժեքը (t միացված +t անջատված) մաքսըստ բանաձևի (t միացված +t անջատված) max =1/f min, t միացված (առավելագույնը)- առավելագույն ժամանակը, երբ ելքային տրանզիստորը բաց է, toff (առավելագույնը)- առավելագույն ժամանակը, երբ ելքային տրանզիստորը փակ է:
- Հաշվարկել հարաբերակցությունը t միացված/թ անջատվածըստ բանաձևի t միացված /t անջատված \u003d (V դուրս + V F -V in (min)) / (V in (min) - V sat), որտեղ Վ Ֆ- ելքային ֆիլտրի վրա լարման անկում, V նստեց- ելքային տրանզիստորի վրա լարման անկում (երբ այն ամբողջովին բաց վիճակում է) տվյալ հոսանքի դեպքում: V նստեցորոշվում է միկրոսխեմայի համար (կամ տրանզիստորի համար, եթե միացումն արտաքին տրանզիստորով է) տրված գծապատկերներում։ Բանաձեւից երեւում է, որ ավելի շատ V in, V դուրսև որքան շատ են դրանք տարբերվում միմյանցից, այնքան ավելի քիչ ազդեցություն են ունենում վերջնական արդյունքի վրա։ Վ Ֆև V նստեց, այնպես որ, եթե ձեզ հարկավոր չէ գերճշգրիտ հաշվարկ, ապա ես խորհուրդ կտայի, արդեն հետ V in (րոպե)\u003d 6-7 V, ազատ զգալ վերցնել Վ Ֆ=0, V նստեց\u003d 1,2 Վ (սովորական, միջին երկբևեռ տրանզիստոր) և մի անհանգստացեք:
- Իմանալով t միացված/թ անջատվածև (t միացված +t անջատված) մաքսլուծել հավասարումների համակարգը և գտնել t միացված (առավելագույնը).
- Գտեք ժամանակային կոնդենսատորի հզորությունը 1-իցըստ բանաձևի. C 1 \u003d 4,5 * 10 -5 *t միացված (առավելագույնը).
- Գտեք ելքային տրանզիստորի միջոցով գագաթնակետային հոսանքը. I PK(անջատիչ) =2*I դուրս *(1+t միացված /t անջատված). Եթե պարզվեց, որ ավելին է, քան ելքային տրանզիստորի առավելագույն հոսանքը (1,5 ... 1,6 Ա), ապա նման պարամետրերով փոխարկիչն անհնար է: Դուք կամ պետք է վերահաշվարկեք շղթան ավելի ցածր ելքային հոսանքի համար ( Ես դուրս), կամ օգտագործեք արտաքին տրանզիստորով միացում:
- Հաշվելով Rscըստ բանաձևի. R sc =0.3/I PK (անջատիչ).
- Հաշվարկել ելքային ֆիլտրի կոնդենսատորի նվազագույն հզորությունը.
- C 2 \u003d Ես դուրս եմ *t միացված (առավելագույնը) / V ծածանք (p-p), որտեղ V ծածանք (p-p)- ելքային լարման ալիքի առավելագույն արժեքը: Տարբեր արտադրողներ խորհուրդ են տալիս ստացված արժեքը բազմապատկել 1-ից 9-ի գործակցով: Առավելագույն հզորությունը վերցված է ստանդարտ արժեքներից, որոնք ամենամոտ են հաշվարկվածին:
- Հաշվարկել ինդուկտորի նվազագույն ինդուկտիվությունը.
L 1(րոպե) \u003d t միացված (առավելագույնը) * (V in (min) -V sat) / I PK (անջատիչ). Եթե դուք ստանում եք չափազանց մեծ C 2 և L 1, կարող եք փորձել բարձրացնել փոխակերպման հաճախականությունը և կրկնել հաշվարկը: Որքան բարձր է փոխակերպման հաճախականությունը, այնքան ցածր է ելքային կոնդենսատորի նվազագույն հզորությունը և ինդուկտորի նվազագույն ինդուկտիվությունը:
- Բաժանարարների դիմադրությունները հաշվարկվում են հարաբերակցությունից V ելք \u003d 1,25 * (1 + R 2 / R 1).
Առցանց հաշվիչ փոխարկիչի հաշվարկման համար:
(ճիշտ հաշվարկների համար օգտագործեք կետը որպես տասնորդական կետ, ոչ թե ստորակետ)
1) Սկզբնական տվյալներ.
(եթե չգիտեք V sat, V f, V ծածանք (p-p) արժեքը, ապա հաշվարկը կկատարվի V sat =1.2 V, V f =0 V, V ripple(p-p) = 50 mV)
Այս օպուսը լինելու է 3 հերոսի մասին։ Ինչու՞ բոգատիրներ))) Հին ժամանակներից բոգատիրները հայրենիքի պաշտպաններն են, մարդիկ, ովքեր «գողացել են», այսինքն՝ խնայել, այլ ոչ թե, ինչպես հիմա է, «գողացել», հարստություն… Մեր կրիչներն իմպուլսային փոխարկիչներ են։ , 3 տեսակ (քայլ-ներքև, բարձրացում, ինվերտոր): Ավելին, երեքն էլ գտնվում են նույն MC34063 չիպի վրա և նույն տեսակի DO5022 կծիկի վրա՝ 150 μH ինդուկտիվությամբ: Դրանք օգտագործվում են որպես միկրոալիքային ազդանշանային անջատիչի մաս՝ կապի դիոդների վրա, որոնց միացումն ու տախտակը տրված են այս հոդվածի վերջում:
MC34063 չիպի վրա նվազող փոխարկիչի (քայլ ներքև, բաք) DC-DC հաշվարկ
Հաշվարկն իրականացվում է ON Semiconductor-ից «AN920 / D» ստանդարտ մեթոդի համաձայն: Փոխարկիչի էլեկտրական սխեմայի դիագրամը ներկայացված է Նկար 1-ում: Շղթայի տարրերի թվերը համապատասխանում են շղթայի վերջին տարբերակին («Driver of MC34063 3in1 - ver 08.SCH» ֆայլից):
Նկ. 1 Էլեկտրական շղթայի դիագրամ իջնող վարորդի:
Չիպային կապում.
Եզրակացություն 1 - SWC(անջատիչ կոլեկտոր) - ելքային տրանզիստորի կոլեկտոր
Եզրակացություն 2 - SWE(անջատիչ թողարկիչ) - ելքային տրանզիստորի թողարկիչ
Եզրակացություն 3 - TS(ժամանակային կոնդենսատոր) - մուտքագրում ժամանակային կոնդենսատորի միացման համար
Եզրակացություն 4 - GND- հող (միացված է իջնող DC-DC-ի ընդհանուր լարին)
Եզրակացություն 5 - CII (Ֆեյսբուք) (comparator inverting input) - համեմատողի հակադարձ մուտքագրում
Եզրակացություն 6 - ՎՍԴ- սնունդ
Եզրակացություն 7 - ipk- առավելագույն ընթացիկ սահմանափակող շղթայի մուտքագրում
Եզրակացություն 8 - DRC(վարորդի կոլեկցիոներ) - ելքային տրանզիստորի վարորդի կոլեկցիոներ (երկբևեռ տրանզիստորն օգտագործվում է նաև որպես ելքային տրանզիստորի վարորդ, որը միացված է Դարլինգթոնի սխեմայի համաձայն, որը կանգնած է միկրոսխեմայի ներսում):
Տարրեր:
Լ 3- շնչափող: Ավելի լավ է օգտագործել բաց տիպի խեղդուկ (ամբողջովին չծածկված ֆերիտով) - DO5022T շարքը Coilkraft-ից կամ RLB-ից Bourns-ից, քանի որ նման խեղդուկը հագեցնում է ավելի բարձր հոսանքով, քան սովորական Sumida CDRH փակ տիպի խեղդուկները: Ավելի լավ է օգտագործել խեղդուկներ ավելի մեծ ինդուկտիվությամբ, քան հաշվարկված արժեքը:
11-ից- ժամանակային կոնդենսատոր, այն որոշում է փոխակերպման հաճախականությունը: 34063 չիպերի փոխակերպման առավելագույն հաճախականությունը մոտ 100 կՀց է:
R 24, R 21- լարման բաժանարար համեմատիչ սխեմայի համար: Համեմատիչի ոչ ինվերտացիոն մուտքը մատակարարվում է 1,25 Վ լարմամբ ներքին կարգավորիչից, իսկ ինվերտացիոն մուտքը՝ լարման բաժանարարից։ Երբ բաժանարարից լարումը հավասարվում է ներքին կարգավորիչի լարմանը, համեմատիչը միացնում է ելքային տրանզիստորը:
C 2, C 5, C 8 և C 17, C 18- համապատասխանաբար, ելքային և մուտքային զտիչներ: Ելքային ֆիլտրի հզորությունը որոշում է ելքային լարման ալիքի մեծությունը: Եթե հաշվարկի ժամանակ պարզվում է, որ շատ մեծ հզորություն է պահանջվում տվյալ ալիքային արժեքի համար, կարող եք հաշվարկել մեծ ալիքների համար, այնուհետև օգտագործել լրացուցիչ LC ֆիլտր: Մուտքային հզորությունը սովորաբար վերցվում է 100 ... 470 միկրոֆարադ (TI-ի առաջարկությունը առնվազն 470 միկրոֆարադ է), ելքային հզորությունը նույնպես վերցվում է 100 ... 470 միկրոֆարադ (վերցված է 220 միկրոֆարադ):
Ռ 11-12-13 (Rsc)ընթացիկ զգայական դիմադրություն է: Այն անհրաժեշտ է ընթացիկ սահմանափակող սխեմայի համար: Առավելագույն ելքային տրանզիստորի հոսանքը MC34063 = 1.5A-ի համար, AP34063-ի համար = 1.6A: Եթե գագաթնակետային անջատման հոսանքը գերազանցում է այս արժեքները, ապա չիպը կարող է այրվել: Եթե հաստատ հայտնի է, որ գագաթնակետային հոսանքը նույնիսկ չի մոտենում առավելագույն արժեքներին, ապա այս դիմադրությունը կարող է բաց թողնել: Հաշվարկը կատարվում է հենց գագաթնակետային հոսանքի համար (ներքին տրանզիստորի): Արտաքին տրանզիստոր օգտագործելիս դրա միջով հոսում է գագաթնակետային հոսանքը, ներքին տրանզիստորի միջով ավելի քիչ (հսկիչ) հոսանք է անցնում:
ՎՏ 4 – արտաքին երկբևեռ տրանզիստորը դրվում է միացում, երբ հաշվարկված գագաթնակետային հոսանքը գերազանցում է 1,5 Ա-ը (մեծ ելքային հոսանքի դեպքում): Հակառակ դեպքում միկրոշրջանի գերտաքացումը կարող է հանգեցնել դրա ձախողման: Աշխատանքային ռեժիմ (տրանզիստորի բազային հոսանքը) Ռ 26 , Ռ 28 .
VD 2 – Schottky դիոդ կամ գերարագ (գերարագ) դիոդ լարման (առաջ և հետադարձ) առնվազն 2U ելքի համար
Հաշվարկման կարգը.
- Ընտրեք անվանական մուտքային և ելքային լարումները. V in, V դուրսև առավելագույնը
ելքային հոսանք Ես դուրս.
Մեր սխեմայով V-ը =24V-ում, V-ը =5V-ում, I-ը =500mA-ում(առավելագույնը 750 մԱ)
- Ընտրեք նվազագույն մուտքային լարումը V in (րոպե)և նվազագույն աշխատանքային հաճախականությունը fminընտրվածի հետ V inև Ես դուրս.
Մեր սխեմայով V in (min) \u003d 20V (ըստ TK),ընտրել f min =50 kHz
3) Հաշվեք արժեքը (t միացված +t անջատված) մաքսըստ բանաձևի (t միացված +t անջատված) max =1/f min, t միացված (առավելագույնը)- առավելագույն ժամանակը, երբ ելքային տրանզիստորը բաց է, toff (առավելագույնը)- առավելագույն ժամանակը, երբ ելքային տրանզիստորը փակ է:
(t միացված +t անջատված) max =1/f min =1/50կՀց=0.02 ms=20 մս
Հաշվարկել հարաբերակցությունը t միացված/թ անջատվածըստ բանաձևի t միացված /t անջատված \u003d (V դուրս + V F) / (V in (min) - V sat - V դուրս), որտեղ Վ Ֆ- լարման անկում դիոդի վրա (առաջ - առաջ լարման անկում), V նստեց- ելքային տրանզիստորի վրա լարման անկում, երբ այն գտնվում է լիովին բաց վիճակում (հագեցվածություն - հագեցվածության լարում) տվյալ հոսանքի դեպքում: V նստեցորոշվում է փաստաթղթերում տրված գրաֆիկներով կամ աղյուսակներով: Բանաձեւից երեւում է, որ ավելի շատ V in, V դուրսև որքան շատ են դրանք տարբերվում միմյանցից, այնքան ավելի քիչ ազդեցություն են ունենում վերջնական արդյունքի վրա։ Վ Ֆև V նստեց.
(t միացված /t անջատված) max =(V դուրս +V F)/(V in(min) -V sat -V out)=(5+0.8)/(20-0.8-5)=5.8/14.2=0.408
4) Իմանալով t միացված/թ անջատվածև (t միացված +t անջատված) մաքսլուծել հավասարումների համակարգը և գտնել t միացված (առավելագույնը).
t անջատված = (t միացված +t անջատված) առավելագույնը / ((t միացված / t անջատված) առավելագույնը +1) =20մս/(0.408+1)=14.2 մս
t on (առավելագույնը) =20- t անջատված=20-14,2 մկս=5,8 մկվ
5) Գտեք ժամանակային կոնդենսատորի հզորությունը 11-ից (Ct) ըստ բանաձևի.
C 11 \u003d 4,5 * 10 -5 *t միացված (առավելագույնը).
Գ 11 = 4.5*10 -5 * t on (առավելագույնը) \u003d 4.5 * 10 - 5 * 5.8 μS \u003d 261pF(սա նվազագույն արժեքն է), վերցրեք 680 pF
Որքան փոքր է հզորությունը, այնքան բարձր է հաճախականությունը: 680pF հզորությունը համապատասխանում է 14KHz հաճախականությանը
6) Գտեք ելքային տրանզիստորի միջոցով գագաթնակետային հոսանքը. Ես PK(անջատիչ) =2*I դուրս. Եթե պարզվեց, որ ավելին է, քան ելքային տրանզիստորի առավելագույն հոսանքը (1,5 ... 1,6 Ա), ապա նման պարամետրերով փոխարկիչն անհնար է: Դուք կամ պետք է վերահաշվարկեք շղթան ավելի ցածր ելքային հոսանքի համար ( Ես դուրս), կամ օգտագործեք արտաքին տրանզիստորով միացում:
Ես PK(անջատիչ) =2*I դուրս =2*0.5=1Ա(750 մԱ առավելագույն ելքային հոսանքի համար Ես PK (անջատիչ) = 1.4 Ա)
7) Հաշվել Rscըստ բանաձևի. R sc =0.3/I PK (անջատիչ).
R sc \u003d 0.3 / I PK (անջատիչ) \u003d 0.3 / 1 \u003d 0.3 Օմ,զուգահեռաբար միացրեք 3 դիմադրություն Ռ 11-12-13) 1 օմ-ով
8) Հաշվարկել ելքային ֆիլտրի կոնդենսատորի նվազագույն հզորությունը. C 17 =I PK(անջատիչ) *(t միացված +t անջատված) max /8V ալիք (p-p), որտեղ V ծածանք (p-p)- ելքային լարման ալիքի առավելագույն արժեքը: Առավելագույն հզորությունը վերցված է հաշվարկված ստանդարտ արժեքներին ամենամոտից:
17-ից =Ես PK (անջատիչ) *(t on+ t անջատված) առավելագույնը/8 V ծածանք (էջ — էջ) \u003d 1 * 14.2 μS / 8 * 50 mV \u003d 50 μF, մենք վերցնում ենք 220 μF
9) Հաշվել ինդուկտորի նվազագույն ինդուկտիվությունը.
Լ 1(ր) = t on (առավելագույնը) *(V in (ր) — V նստեց— V դուրս)/ Ես PK (անջատիչ) . Եթե C 17-ը և L 1-ը չափազանց մեծ են, կարող եք փորձել բարձրացնել փոխակերպման հաճախականությունը և կրկնել հաշվարկը: Որքան բարձր է փոխակերպման հաճախականությունը, այնքան ցածր է ելքային կոնդենսատորի նվազագույն հզորությունը և ինդուկտորի նվազագույն ինդուկտիվությունը:
L 1 (րոպե) \u003d t միացված (առավելագույնը) * (V in (min) -V sat -V դուրս) / I PK (անջատիչ) \u003d 5.8մս *(20-0.8-5)/1=82.3 μH
Սա նվազագույն ինդուկտիվությունն է: MC34063 չիպի համար ինդուկտորը պետք է ընտրվի ինդուկտիվության հայտնի մեծ արժեքով, քան հաշվարկված արժեքը: CoilKraft DO5022-ից ընտրում ենք L = 150 μH:
10) Բաժանարարների դիմադրությունները հաշվարկվում են հարաբերակցությունից V դուրս \u003d 1,25 * (1 + R 24 / R 21). Այս ռեզիստորները պետք է լինեն առնվազն 30 ohms:
V դուրս \u003d 5V-ի համար մենք վերցնում ենք R 24 \u003d 3.6K, այնուհետևՌ 21 =1.2K
Առցանց հաշվարկը http://uiut.org/master/mc34063/ ցույց է տալիս հաշվարկված արժեքների ճիշտությունը (բացառությամբ Сt=С11).
Կա նաև մեկ այլ առցանց հաշվարկ http://radiohlam.ru/theory/stepdown34063.htm, որը նույնպես ցույց է տալիս հաշվարկված արժեքների ճիշտությունը։
12) Համաձայն 7-րդ կետի հաշվարկման պայմանների, գագաթնակետային հոսանքը 1A (Max 1.4A) մոտ է տրանզիստորի առավելագույն հոսանքին (1.5 ... 1.6 Ա) Ցանկալի է տեղադրել արտաքին տրանզիստոր արդեն գագաթնակետային հոսանքի վրա. 1A, միկրոշրջանի գերտաքացումից խուսափելու համար: Սա արված է։ Մենք ընտրում ենք VT4 MJD45 տրանզիստորը (PNP-տիպ) ընթացիկ փոխանցման գործակիցով 40 (նպատակահարմար է վերցնել h21e որքան հնարավոր է, քանի որ տրանզիստորը գործում է հագեցվածության ռեժիմում, և դրա վրա մոտ 0,8 Վ լարում է ընկնում): Տրանզիստորների որոշ արտադրողներ տվյալների թերթիկի վերնագրում նշում են հագեցվածության Usat լարման ցածր արժեքի մասին 1V կարգի, որով պետք է առաջնորդվել:
Եկեք հաշվարկենք R26 և R28 ռեզիստորների դիմադրությունը ընտրված VT4 տրանզիստորի սխեմաներում:
VT4 տրանզիստորի բազային հոսանքը. Ի b= Ես PK (անջատիչ) / հ 21 հա . Ի b=1/40=25mA
Ռեզիստոր BE շղթայում. Ռ 26 =10*հ21ե/ Ես PK (անջատիչ) . Ռ 26 \u003d 10 * 40 / 1 \u003d 400 Օմ (մենք վերցնում ենք R 26 \u003d 160 Օմ)
Ընթացիկ ռեզիստորի միջոցով R 26. I RBE \u003d V BE /R 26 \u003d 0.8 / 160 \u003d 5mA
Ռեզիստորը բազային միացումում. Ռ 28 =(Vin(min)-Vsat(վարորդ)-V RSC -V BEQ 1)/(I B +I RBE)
Ռ 28 \u003d (20-0.8-0.1-0.8) / (25 + 5) \u003d 610 Օմ, կարող եք վերցնել 160 Օմ-ից պակաս (նույն տիպի, ինչ R 26-ը, քանի որ ներկառուցված Darlington տրանզիստորը կարող է ավելի շատ հոսանք ապահովել: ավելի փոքր դիմադրություն:
13) Հաշվել snubber տարրերը Ռ 32, Գ 16. (տե՛ս ստորև բերված խթանման շղթայի հաշվարկը և դիագրամը):
14) Հաշվել ելքային ֆիլտրի տարրերը Լ 5 , Ռ 37, Գ 24 (Գ. Օտտ «Էլեկտրոնային համակարգերում աղմուկի և միջամտության ճնշման մեթոդները» էջ 120-121):
Ընտրեց - կծիկ L5 = 150 μH (նույն տեսակի ինդուկտոր ակտիվ դիմադրողական դիմադրությամբ Rdross = 0,25 օհմ) և C24 = 47 μF (շղթայում նշված է 100 μF ավելի մեծ արժեքը)
Հաշվարկել ֆիլտրի խոնավացման գործակիցը xi =((R+Rdross)/2)* արմատ (C/L)
R=R37 սահմանվում է, երբ խամրման գործակիցը 0,6-ից փոքր է, որպեսզի հեռացվի ֆիլտրի հարաբերական հաճախականության պատասխանի գագաթնակետը (ֆիլտրի ռեզոնանս): Հակառակ դեպքում, այս անջատման հաճախականության ֆիլտրը կուժեղացնի թրթռումները, այլ ոչ թե կթուլացնի դրանք:
Առանց R37՝ Xi=0.25/2*(արմատ 47/150)=0.07 - հաճախականության արձագանքի բարձրացում կլինի մինչև +20 դբ, ինչը վատ է, ուստի մենք սահմանում ենք R=R37=2.2 Օմ, ապա.
C R37: Ksi = (1 + 2.2) / 2 * (արմատ 47/150) = 0.646 - xi 0.5 կամ ավելիով, հաճախականության արձագանքի նվազում (ռեզոնանս չկա):
Զտիչի ռեզոնանսային հաճախականությունը (անջատման հաճախականությունը) Fср=1/(2*pi*L*C), պետք է ընկած լինի միկրոսխեմայի փոխակերպման հաճախականություններից ցածր (որոնք զտում են 10-100 կՀց բարձր հաճախականությունները): L-ի և C-ի նշված արժեքների համար մենք ստանում ենք Fcp=1896 Հց, որը փոքր է փոխարկիչի հաճախականություններից 10-100 կՀց: R37 դիմադրությունը չի կարող ավելացվել ավելի քան մի քանի ohms, քանի որ լարումը կնվազի դրա վրա (500mA բեռնվածքի հոսանքի և R37=2.2 ohms-ի դեպքում լարման անկումը կլինի Ur37=I*R=0.5*2.2=1.1V): .
Շղթայի բոլոր տարրերը ընտրված են մակերեսային տեղադրման համար
Օսցիլոգրամներ բաք փոխարկիչի միացման տարբեր կետերում.
15) ա) Օսկիլոգրամներ առանց բեռի ( Uin=24V, Uout=+5V):
 |
|
Լարումը + 5 Վ փոխարկիչի ելքում (C18 կոնդենսատորի վրա) առանց բեռի |
 |
|
VT4 տրանզիստորի կոլեկտորի վրա ազդանշանն ունի 30-40 Հց հաճախականություն, գուցե առանց բեռի, միացումը սպառում է մոտ 4 մԱ առանց բեռի |
 |
|
Կառավարման ազդանշաններ միկրոշրջանի 1-ին կապին (ներքևում) և հիմնված VT4 տրանզիստորի վրա (վերին) առանց բեռի |
բ) Օսկիլոգրամներ բեռի տակ(Uin=24V, Uout=+5V), հաճախականության սահմանման հզորությամբ c11=680pF: Մենք փոխում ենք բեռը, նվազեցնելով ռեզիստորի դիմադրությունը (ներքևում 3 ալիքային ձև): Այս դեպքում կայունացուցիչի ելքային հոսանքը մեծանում է, ինչպես նաև մուտքը:
 |
|
Բեռնվածություն - 3 68 օմ դիմադրություն զուգահեռ ( 221 մԱ) Մուտքային հոսանք - 70 մԱ |
 |
|
Դեղին ճառագայթ - տրանզիստորի վրա հիմնված ազդանշան (հսկողություն) Կապույտ ճառագայթ - ազդանշան տրանզիստորի կոլեկտորի վրա (ելք) Բեռնվածություն - 5 68 օմ դիմադրություն զուգահեռ ( 367 մԱ) Մուտքային հոսանք - 110 մԱ |
 |
|
Դեղին ճառագայթ - տրանզիստորի վրա հիմնված ազդանշան (հսկողություն) Կապույտ ճառագայթ - ազդանշան տրանզիստորի կոլեկտորի վրա (ելք) Բեռնվածություն - 1 ռեզիստոր 10 օմ ( 500 մԱ) Մուտքային հոսանք - 150 մԱ |
Եզրակացություն․ կախված ծանրաբեռնվածությունից՝ փոխվում է զարկերակային կրկնության արագությունը, ավելի մեծ բեռի դեպքում հաճախականությունը մեծանում է, այնուհետև կուտակման և հետադարձ փուլերի միջև դադարները (+ 5 Վ) անհետանում են, մնում են միայն ուղղանկյուն իմպուլսներ. կայունացուցիչն աշխատում է «սահմանին»։ իր հնարավորություններից։ Սա կարելի է տեսնել նաև ներքևի ալիքի ձևից, երբ «սղոցի» լարումը բարձրանում է. կարգավորիչը մտնում է ընթացիկ սահմանափակման ռեժիմ:
գ) լարումը հաճախականության կարգավորիչ հզորության վրա c11=680pF առավելագույն բեռնվածության դեպքում 500 մԱ.
 |
|
Դեղին ճառագայթ - հզորության ազդանշան (հսկիչ սղոց) Կապույտ ճառագայթ - ազդանշան տրանզիստորի կոլեկտորի վրա (ելք) Բեռնվածություն - 1 ռեզիստոր 10 օմ ( 500 մԱ) Մուտքային հոսանք - 150 մԱ |
դ) Լարման ալիքը կայունացուցիչի ելքում (c18) 500 մԱ առավելագույն բեռնվածքի դեպքում
 |
|
Դեղին ճառագայթ - ելքային ալիքային ազդանշան (c18) Բեռնվածություն - 1 ռեզիստոր 10 օմ ( 500 մԱ) |
Լարման ալիքը LC (R) ֆիլտրի (s24) ելքում 500 մԱ առավելագույն բեռնվածքի դեպքում
 |
|
Դեղին ճառագայթ - ալիքային ազդանշան LC (R) ֆիլտրի ելքի վրա (c24) Բեռնվածություն - 1 ռեզիստոր 10 օմ ( 500 մԱ) |
Եզրակացություն. գագաթից մինչև գագաթ ալիքային լարման միջակայքը նվազել է 300 մՎ-ից մինչև 150 մՎ:
ե) Խոնավացված տատանումների օսցիլոգրամ՝ առանց խլացուցիչի.
 |
|
Կապույտ ճառագայթ - դիոդի վրա առանց մռութի (ժամանակի ընթացքում կարող եք տեսնել զարկերակի տեղադրումը ժամանակաշրջանին հավասար չէ, քանի որ սա PWM չէ, այլ PWM) |
Խոնավացված տատանումների օսցիլոգրամ առանց խզման (մեծացված).
Խթանման փոխարկիչի հաշվարկ (քայլ, ուժեղացում) DC-DC MC34063 չիպի վրա
http://uiut.org/master/mc34063/. Boost վարորդի համար դա հիմնականում նույնն է, ինչ բաք դրայվերի հաշվարկը, ուստի կարելի է վստահել: Առցանց հաշվարկի ժամանակ սխեման ավտոմատ կերպով փոխվում է «AN920/D» մուտքային տվյալների, հաշվարկների արդյունքների և ինքնին բնորոշ սխեմայի սովորական շղթայի:
- դաշտային N-ալիք տրանզիստոր VT7 IRFR220N: Բարձրացնում է չիպի բեռնվածքի հզորությունը, թույլ է տալիս արագ անցնել: Ընտրված է. Խթանիչ փոխարկիչի էլեկտրական միացումը ներկայացված է Նկար 2-ում: Շղթայի տարրերի համարները համապատասխանում են շղթայի վերջին տարբերակին («MC34063 3in1-ի վարորդ - ver 08.SCH» ֆայլից): Սխեման ունի տարրեր, որոնք չեն մտնում սովորական առցանց հաշվարկի սխեմայի վրա: Սրանք հետևյալ տարրերն են.
- Արտահոսքի աղբյուրի առավելագույն լարումը V DSS =200 Վ, գուցե բարձր լարման ելքի վրա + 94Վ
- Փոքր ալիքի լարման անկում RDS(on)max=0.6Օմ.Որքան ցածր է ալիքի դիմադրությունը, այնքան ցածր է ջեռուցման կորուստը և այնքան բարձր է արդյունավետությունը:
- Փոքր հզորություն (մուտք), որը որոշում է դարպասի լիցքը Քգ (Դարպասի ընդհանուր վճար)և ցածր մուտքային դարպասի հոսանք: Այս տրանզիստորի համար Ի=Qg*fsw=15nC*50 kHz=750uA.
- Արտահոսքի առավելագույն հոսանքը ես դ= 5 Ա, mk իմպուլսային հոսանք Ipk=812 mA ելքային հոսանքի 100mA-ում
- R30, R31 և R33 լարման բաժանարարի տարրեր (նվազեցնում է VT7 դարպասի լարումը, որը պետք է լինի ոչ ավելի, քան V GS \u003d 20V)
- VT7 - R34, VD3, VT6 մուտքային հզորության լիցքաթափման տարրեր VT7 տրանզիստորը փակ վիճակի անցնելիս: Կրճատում է VT7 դարպասի քայքայման ժամանակը 400nS-ից (ցուցադրված չէ) մինչև 50nS (50nS ալիքի ձև): Միկրոշրջանի 2-րդ մատի մատը բացում է VT6 PNP տրանզիստորը և մուտքային դարպասի հզորությունը լիցքաթափվում է VT6 CE հանգույցի միջոցով (ավելի արագ, քան R33, R34 ռեզիստորի միջոցով):
- կծիկը L հաշվարկում շատ մեծ է ստացվում, ընտրվում է ավելի փոքր արժեք L = L4 (նկ. 2) = 150 μH
- snubber տարրեր C21, R36:
Snubber-ի հաշվարկ.
Ուստի L=1/(4*3.14^2*(1.2*10^6)^2*26*10^-12)=6.772*10^4 Rsn=√(6.772*10^4 /26*10^- 12)=5,1կΩ
Սնուբերի հզորության արժեքը սովորաբար փոխզիջումային լուծում է, քանի որ, մի կողմից, որքան մեծ է հզորությունը, այնքան լավ է հարթեցումը (ավելի քիչ տատանումներ), մյուս կողմից՝ յուրաքանչյուր ցիկլ հզորությունը լիցքավորվում է և ցրում օգտակարի մի մասը։ ռեզիստորի միջոցով էներգիան, որն ազդում է արդյունավետության վրա (սովորաբար, նորմալ հաշվարկված սնուցումը շատ փոքր նվազեցնում է արդյունավետությունը՝ մի քանի տոկոսի սահմաններում):
Փոփոխական դիմադրություն դնելով, դիմադրությունը որոշվեց ավելի ճշգրիտ Ռ=1 Կ
Նկ. 2 Էլեկտրական շղթայի դիագրամ բարձրացնող (բարձրացում, խթանում) վարորդի:
Օսցիլոգրամներ աշխատանքի խթանման փոխարկիչի միացման տարբեր կետերում.
ա) Լարումը տարբեր կետերում առանց բեռի:
 |
|
Ելքային լարումը - 94 Վ առանց բեռի |
 |
|
Դարպասի լարումը առանց բեռի |
 |
|
Ջրահեռացման լարումը առանց բեռի |
բ) VT7 տրանզիստորի դարպասի (դեղին ճառագայթ) և արտահոսքի (կապույտ ճառագայթ) լարումը.
 |
|
դարպասի վրա և բեռի տակ գտնվող արտահոսքի վրա հաճախականությունը փոխվում է 11 կՀց (90 մկվ) մինչև 20 կՀց (50 մկվ) - դրանք ոչ թե PWM են, այլ PFM։ |
 |
|
դարպասի վրա և ցամաքեցրեք ծանրաբեռնվածության տակ՝ առանց մռութի (ձգված՝ 1 տատանումների ժամանակաշրջան) |
 |
|
դարպաս և ցամաքեցնել բեռնվածքի տակ ցողունով |
գ) առաջատար և հետևի եզրային լարման մին 2 (դեղին ճառագայթ) և դարպասի մոտ (կապույտ ճառագայթ) VT7, սղոց 3.
 |
|
կապույտ - 450 ns բարձրացման ժամանակը VT7 դարպասի վրա |
 |
|
Դեղին - բարձրացման ժամանակը 50 նս մեկ փին 2 միկրոսխեմա կապույտ - 50 ns բարձրացման ժամանակը VT7 դարպասի վրա |
 |
|
տեսա Ct-ի վրա (փին 3 IC) հսկողության գերազանցմամբ F = 11k |
DC-DC ինվերտորի հաշվարկ (քայլ բարձրացում / քայլ դեպի վար, ինվերտոր) MC34063 չիպի վրա
Հաշվարկն իրականացվում է նաև ON Semiconductor-ից «AN920/D» ստանդարտ մեթոդով:
Հաշվարկը կարող է իրականացվել անմիջապես «առցանց» http://uiut.org/master/mc34063/: Շրջվող դրայվերի համար դա հիմնականում նույնն է, ինչ բաք դրայվերի հաշվարկը, ուստի կարելի է վստահել: Առցանց հաշվարկի ժամանակ սխեման ավտոմատ կերպով փոխվում է «AN920/D» մուտքային տվյալների, հաշվարկների արդյունքների և ինքնին բնորոշ սխեմայի սովորական շղթայի:
- երկբևեռ PNP տրանզիստոր VT7 (մեծացնում է բեռնվածքի հզորությունը) Շրջող փոխարկիչի էլեկտրական միացումը ներկայացված է Նկար 3-ում: Շղթայի տարրերի համարները համապատասխանում են շղթայի վերջին տարբերակին («Mc34063 Driver 3in1 - ver 08» ֆայլից: .SCH»): Սխեման ունի տարրեր, որոնք չեն մտնում սովորական առցանց հաշվարկի սխեմայի վրա: Սրանք հետևյալ տարրերն են.
- R27, R29 լարման բաժանարարի տարրեր (սահմանում է բազային հոսանքը և VT7 աշխատանքի ռեժիմը),
- snubber տարրեր C15, R35 (ճնշում է շնչափողից անցանկալի տատանումները)
Որոշ բաղադրիչներ տարբերվում են հաշվարկվածներից.
- կծիկ L վերցված է L=L2 (նկ. 3)=150 μH (բոլոր պարույրների նույն տեսակը) հաշվարկված արժեքից պակաս:
- ելքային հզորությունը վերցվում է ավելի քիչ, քան հաշվարկված C0 \u003d C19 \u003d 220 μF
- հաճախականության կարգավորիչ կոնդենսատորը վերցված է C13 = 680pF, համապատասխանում է 14KHz հաճախականությանը
- բաժանարար ռեզիստորներ R2=R22=3.6K, R1=R25=1.2K (վերցված առաջինը ելքային լարման համար -5V) և վերջնական ռեզիստորներ R2=R22=5.1K, R1=R25=1.2K (ելքային լարումը -6.5V)
Ընթացիկ սահմանափակող ռեզիստոր վերցված Rsc - 3 ռեզիստոր զուգահեռաբար 1 օմ յուրաքանչյուրը (արդյունքի դիմադրությունը 0,3 օմ)
Նկ. 3 Ինվերտորի էլեկտրական շղթայի դիագրամ (քայլ բարձրացում / իջնում, ինվերտոր):
Ինվերտորային շղթայի տարբեր կետերում աշխատանքի օսցիլոգրամներ.
ա) +24 Վ մուտքային լարման դեպքում առանց բեռի:
 |
|
ելքում -6.5V առանց բեռի |
 |
|
կոլեկտորի վրա - էներգիայի կուտակում և թողարկում առանց բեռի |
 |
|
1-ին կապի և տրանզիստորի հիմքի վրա առանց բեռի |
 |
|
առանց բեռի տրանզիստորի հիմքի և կոլեկտորի վրա |
 |
|
ելքային ալիք առանց բեռի |
Այս հաշվիչը թույլ է տալիս հաշվարկել MC34063A-ի միացման DC-DC փոխարկիչի պարամետրերը: Հաշվիչը կարող է հաշվարկել մեծացող, աստիճանական և շրջող փոխարկիչներ լայնորեն հասանելի mc33063 չիպի վրա (aka mc34063): Էկրանի վրա ցուցադրվում են հաճախականության կարգավորիչ կոնդենսատորի տվյալները, առավելագույն հոսանքը, կծիկի ինդուկտիվությունը, դիմադրիչների դիմադրությունը: Ռեզիստորները ընտրվում են մոտակա ստանդարտ արժեքներից, որպեսզի ելքային լարումը առավելագույնս համապատասխանի պահանջվող արժեքին:
ipkինդուկտորով անցնող գագաթնակետային հոսանքն է: Ինդուկտիվությունը պետք է հաշվարկվի այս հոսանքի համար:
Rsc- ռեզիստոր, որը կանջատի միկրոշրջանը, երբ հոսանքը գերազանցի:
Lmin- կծիկի նվազագույն ինդուկտիվությունը. Դուք չեք կարող վերցնել այս արժեքից պակաս:
ընկ- ֆիլտրի կոնդենսատոր: Որքան մեծ է, այնքան քիչ ծածանք, պետք է լինի LOW ESR տիպ:
R1, R2- լարման բաժանարար, որը սահմանում է ելքային լարումը:
Դիոդը պետք է լինի գերարագ կամ Schottky դիոդ, որի հակադարձ լարման գնահատականը առնվազն 2 անգամ գերազանցում է ելքային լարումը:
Չիպի մատակարարման լարումը 3-40 վոլտ, և ընթացիկ ipkչպետք է գերազանցի 1,5 Ա
MC34063-ը միկրոկոնտրոլերների բավականին տարածված տեսակ է ցածրից բարձր և բարձրից ցածր լարման փոխարկիչներ կառուցելու համար: Միկրոշրջանի առանձնահատկությունները նրա տեխնիկական բնութագրերի և կատարողականի մեջ են: Սարքը լավ է պահում բեռները մինչև 1,5 Ա միացման հոսանքով, ինչը ցույց է տալիս դրա օգտագործման լայն շրջանակը տարբեր իմպուլսային փոխարկիչներում՝ բարձր գործնական բնութագրերով:
Միկրոշրջանի նկարագրությունը
Կայունացում և լարման փոխակերպում- Սա կարևոր առանձնահատկություն է, որն օգտագործվում է բազմաթիվ սարքերում: Սրանք բոլոր տեսակի կարգավորվող սնուցման աղբյուրներն են, փոխակերպման սխեմաները և բարձրորակ ներկառուցված սնուցման աղբյուրները: Սպառողական էլեկտրոնիկայի մեծ մասը նախագծված է այս MS-ի վրա, քանի որ այն ունի բարձր կատարողականություն և հեշտությամբ միացնում է բավականին մեծ հոսանք:
MC34063-ն ունի ներկառուցված տատանիչ, ուստի սարքը գործարկելու և լարումը տարբեր մակարդակների փոխակերպելու համար բավական է նախնական կողմնակալություն ապահովել՝ միացնելով 470pF կոնդենսատորը: Այս վերահսկիչը մեծ ժողովրդականություն է վայելումմեծ թվով ռադիոսիրողների շրջանում։ Չիպը լավ է աշխատում բազմաթիվ սխեմաներում: Իսկ ունենալով պարզ տոպոլոգիա և պարզ տեխնիկական սարք՝ հեշտությամբ կարող եք հասկանալ դրա գործողության սկզբունքը։
Տիպիկ անջատիչ սխեման բաղկացած է հետևյալ բաղադրիչներից.
- 3 դիմադրություն;
- դիոդ;
- 3 կոնդենսատոր;
- ինդուկտիվություն.
Հաշվի առնելով լարումը իջեցնելու կամ կայունացնելու շղթան, դուք կարող եք տեսնել, որ այն հագեցած է խորը հետադարձ կապով և բավականին հզոր ելքային տրանզիստորով, որն իր միջով անցնում է լարումը առաջընթաց հոսանքի մեջ:
Լարման նվազեցման և կայունացման միացման սխեմա
Դիագրամից երևում է, որ ելքային տրանզիստորի հոսանքը սահմանափակվում է R1 ռեզիստորով, իսկ փոխակերպման պահանջվող հաճախականությունը սահմանելու համար ժամանակային բաղադրիչը C2 կոնդենսատորն է։ Ինդուկտիվությունը L1-ը կուտակում է էներգիան իր մեջ, երբ տրանզիստորը բաց է, իսկ երբ այն փակ է, այն դիոդի միջոցով լիցքաթափվում է դեպի ելքային կոնդենսատոր: Փոխակերպման գործակիցը կախված է R3 և R2 ռեզիստորների դիմադրությունների հարաբերակցությունից:
PWM կայունացուցիչն աշխատում է իմպուլսային ռեժիմով.
Երբ երկբևեռ տրանզիստորը միացված է, ինդուկտիվությունը ստանում է էներգիա, որն այնուհետև պահվում է ելքային հզորության մեջ: Այս ցիկլը կրկնվում է անընդհատ՝ ապահովելով ելքային կայուն մակարդակ։ Պայմանով, որ միկրոսխեմայի մուտքում կա 25 Վ լարում, դրա ելքում այն կլինի 5 Վ՝ մինչև 500 մԱ առավելագույն ելքային հոսանքով:
Լարումը կարող է ավելացվելմուտքի հետ միացված հետադարձ շղթայում դիմադրության հարաբերակցության տեսակը փոխելով: Այն նաև օգտագործվում է որպես լիցքաթափման դիոդ կծիկի մեջ կուտակված հետևի EMF-ի գործողության պահին տրանզիստորով բաց լիցքավորման պահին։
Գործնականում կիրառելով նման սխեման, կարող է արտադրել բարձր արդյունավետությունիջնել փոխարկիչ. Միևնույն ժամանակ, միկրոսխեման չի սպառում ավելորդ հզորությունը, որն ազատվում է, երբ լարումը իջնում է մինչև 5 կամ 3,3 Վ: Դիոդը նախատեսված է ելքային կոնդենսատորին ինդուկտիվության հակադարձ լիցքաթափում ապահովելու համար:
Pulse buck ռեժիմլարումը կարող է զգալիորեն խնայել մարտկոցի էներգիան ցածր սպառում ունեցող սարքերը միացնելիս: Օրինակ, սովորական պարամետրային կայունացուցիչ օգտագործելիս շահագործման ընթացքում այն տաքացնելու համար պահանջվում էր էներգիայի առնվազն 50%-ը: Եվ հետո ինչ ասել, եթե ձեզ անհրաժեշտ է 3,3 Վ ելքային լարում: 1 Վտ բեռնվածությամբ նման նվազող աղբյուրը կսպառի բոլոր 4 Վտ-ը, ինչը կարևոր է բարձրորակ և հուսալի սարքեր մշակելիս:
MC34063-ը ցույց է տվել, որ էներգիայի միջին կորուստը կրճատվել է մինչև առնվազն 13%, ինչը դարձել է հիմնական խթան դրա գործնական իրականացման համար՝ բոլոր ցածր լարման սպառողներին սնուցելու համար: Եվ հաշվի առնելով զարկերակային լայնության կարգավորման սկզբունքը, ապա միկրոսխեման փոքր-ինչ տաքանալու է: Հետեւաբար, այն հովացնելու համար ռադիատորներ չի պահանջում: Նման փոխակերպման շղթայի միջին արդյունավետությունը առնվազն 87% է:
Լարման կարգավորումմիկրոշրջանի ելքում իրականացվում է դիմադրողական բաժանարարի շնորհիվ: Եթե այն գերազանցում է անվանական արժեքը 1,25 Վ-ով, կոմպորատորը միացնում է ձգանը և փակում տրանզիստորը: Այս նկարագրության մեջ դիտարկվում է 5 Վ ելքային մակարդակով լարման իջեցման միացում: Այն փոխելու, մեծացնելու կամ նվազեցնելու համար անհրաժեշտ կլինի փոխել մուտքային բաժանարարի պարամետրերը:
Միացման ստեղնի հոսանքը սահմանափակելու համար օգտագործվում է մուտքային ռեզիստոր: Հաշվարկվում է որպես մուտքային լարման հարաբերակցություն R1 դիմադրության դիմադրությանը: Կարգավորվող լարման կարգավորիչ կազմակերպելու համար փոփոխական ռեզիստորի միջնակետը միացված է միկրոսխեմայի 5-րդ փին: Մեկ ելք դեպի ընդհանուր մետաղալար, իսկ երկրորդը դեպի էլեկտրամատակարարում: Փոխակերպման համակարգը աշխատում է 100 կՀց հաճախականության տիրույթում, երբ ինդուկտիվությունը փոխվում է, այն կարող է փոխվել: Քանի որ ինդուկտիվությունը նվազում է, փոխակերպման հաճախականությունը մեծանում է:
Գործողության այլ ռեժիմներ
Ի լրումն իջեցման և կայունացման գործառնական ռեժիմների, բավականին հաճախ օգտագործվում է նաև խթանումը: տարբերվում է նրանով, որ ինդուկտիվությունը ելքի վրա չէ: Նրա միջով հոսանք է հոսում դեպի բեռը, երբ բանալին փակ է, որը, երբ բացվում է, բացասական լարում է մատակարարում ինդուկտիվության ստորին ելքին:
Դիոդն իր հերթին ապահովում է ինդուկտիվության լիցքաթափումը բեռին մեկ ուղղությամբ: Հետևաբար, երբ բանալին բաց է, բեռի վրա ձևավորվում է հոսանքի աղբյուրից 12 Վ և առավելագույն հոսանքը, իսկ երբ այն փակվում է ելքային կոնդենսատորի վրա, այն բարձրանում է մինչև 28 Վ: Խթանման շղթայի արդյունավետությունը առնվազն 83% է: միացման առանձնահատկությունըԱյս ռեժիմում աշխատելիս ելքային տրանզիստորը սահուն միացված է, որն ապահովվում է բազային հոսանքը սահմանափակելով MS-ի 8-րդ ելքին միացված լրացուցիչ դիմադրության միջոցով: Փոխարկիչի ժամացույցի հաճախականությունը սահմանվում է փոքր կոնդենսատորով, հիմնականում 470 pF, մինչդեռ այն 100 կՀց է:
Ելքային լարումը որոշվում է հետևյալ բանաձևով.
Uout=1,25*R3 *(R2+R3)
Օգտագործելով վերը նշված սխեման MC34063A չիպը միացնելու համար, հնարավոր է պատրաստել USB-ով աշխատող ուժեղացուցիչ փոխարկիչ մինչև 9, 12 կամ ավելի վոլտ, կախված R3 ռեզիստորի պարամետրերից: Սարքի բնութագրերի մանրամասն հաշվարկ իրականացնելու համար կարող եք օգտագործել հատուկ հաշվիչ: Եթե R2-ը 2.4K է, իսկ R3-ը՝ 15K, ապա շղթան կվերափոխի 5V-ը 12V-ի:
MC34063A լարման ուժեղացման սխեման արտաքին տրանզիստորով
Ներկայացված շղթայում օգտագործվում է դաշտային ազդեցության տրանզիստոր։ Բայց նա սխալվեց. Երկբևեռ տրանզիստորի վրա անհրաժեշտ է փոխել K-E-ն: Եվ ստորև ներկայացված է նկարագրությունից գծապատկեր: Արտաքին տրանզիստորը ընտրվում է միացման հոսանքի և ելքային հզորության հիման վրա:
Շատ հաճախ, այս միկրոսխեման օգտագործվում է LED լույսի աղբյուրները սնուցելու համար, որպեսզի կառուցվի աստիճանաբար կամ ուժեղացնող փոխարկիչ: Բարձր արդյունավետությունը, ցածր սպառումը և բարձր ելքային լարման կայունությունը շղթայի իրականացման հիմնական առավելություններն են: Կան բազմաթիվ LED վարորդի սխեմաներ տարբեր հատկանիշներով:
Որպես գործնական կիրառման բազմաթիվ օրինակներից մեկը, դիտարկեք ստորև ներկայացված գծապատկերը:
Շղթան աշխատում է այսպես.
Երբ կիրառվում է կառավարման ազդանշան, MS-ի ներքին ձգանն արգելափակվում է, և տրանզիստորը փակվում է: Իսկ դաշտային տրանզիստորի լիցքավորման հոսանքը հոսում է դիոդով։ Երբ հսկիչ զարկերակը հանվում է, ձգանը անցնում է երկրորդ վիճակի և բացում տրանզիստորը, ինչը հանգեցնում է VT2 դարպասի լիցքաթափմանը: Երկու տրանզիստորի նման ընդգրկում ապահովում է արագ միացում և անջատում VT1, որը նվազեցնում է ջեռուցման հավանականությունը փոփոխական բաղադրիչի գրեթե լիակատար բացակայության պատճառով: LED-ներով հոսող հոսանքը հաշվարկելու համար կարող եք օգտագործել՝ I \u003d 1.25V / R2:
Լիցքավորիչ MC34063-ի վրա
MC34063 կարգավորիչը ունիվերսալ է: Բացի սնուցման աղբյուրներից, այն կարող է օգտագործվել 5 Վ ելքային լարում ունեցող հեռախոսների համար լիցքավորիչ նախագծելու համար։ Ստորև բերված է սարքի իրականացման դիագրամ: Նրա գործողության սկզբունքըբացատրվում է այնպես, ինչպես սովորական անկման դեպքում: Մարտկոցի լիցքավորման ելքային հոսանքը մինչև 1A է 30% մարժանով: Այն մեծացնելու համար դուք պետք է օգտագործեք արտաքին տրանզիստոր, օրինակ, KT817 կամ որևէ այլ:
