Mc34063 transformatorkopplingskrets. Omkopplingsspänningsregulatorer MC34063A, MC33063A, NCV33063A. Schema för att slå på spänningsreduktion och stabilisering

För att driva bärbar elektronisk utrustning i hemmet används ofta nätströmkällor. Men detta är inte alltid bekvämt, eftersom det inte alltid finns ett gratis eluttag på användningsplatsen. Och om man behöver ha flera olika strömkällor?

Ett av de rätta besluten är att göra en universell strömförsörjning. Och som en extern strömkälla, använd i synnerhet USB-porten på en persondator. Det är ingen hemlighet att standarden ger ström till externa elektroniska enheter med en spänning på 5V och en belastningsström på högst 500 mA.

Men tyvärr, för normal drift av de flesta bärbara elektroniska utrustningar, krävs 9 eller 12V. En specialiserad mikrokrets hjälper till att lösa problemet spänningsomvandlare på MC34063, vilket i hög grad kommer att underlätta tillverkningen med de nödvändiga parametrarna.

Strukturdiagram för mc34063-omvandlaren:

MC34063 Driftsgränser

Beskrivning av omvandlarkretsen

Nedan är ett schematiskt diagram över ett strömförsörjningsalternativ som låter dig få 9V eller 12V från en 5V USB-port på din dator.

Kretsen är baserad på en specialiserad mikrokrets MC34063 (dess ryska motsvarighet K1156EU5). Spänningsomvandlaren MC34063 är en elektronisk styrkrets för en DC/DC-omvandlare.

Den har en temperaturkompenserad spänningsreferens (RTF), en variabel arbetscykeloscillator, en komparator, en strömbegränsande krets, ett slutsteg och en högströmsomkopplare. Detta chip är speciellt framtaget för användning i boost, buck och invert elektroniska omvandlare med det minsta antalet element.

Utspänningen som erhålls som ett resultat av drift ställs in av två motstånd R2 och R3. Valet görs på grundval av att vid ingången till komparatorn (stift 5) bör det finnas en spänning lika med 1,25 V. Du kan beräkna resistansen hos motstånden för kretsen med en enkel formel:

Uout= 1,25(1+R3/R2)

Genom att känna till den erforderliga utspänningen och motståndet hos motståndet R3, är det ganska lätt att bestämma motståndet hos motståndet R2.

Eftersom utspänningen bestäms kan du förbättra kretsen avsevärt genom att inkludera en omkopplare i kretsen som gör att du kan ta emot alla typer av värden efter behov. Nedan finns en variant av MC34063-omvandlaren för två utspänningar (9 och 12 V)

Tänk på en typisk DC/DC boost-omvandlarkrets på 34063 chips:

Chipstift:

1. SWC(omkopplarkollektor) - utgångstransistorkollektor
2. SWE(switch emitter) - emitter av utgångstransistorn
3. Tc(tidskondensator) - ingång för anslutning av en tidskondensator
4. GND- Jorden
5. II(komparatorinverterande ingång) - inverterande ingång för komparatorn
6. Vcc- näring
7. ipk- ingång för den maximala strömbegränsningskretsen
8. DRC(drivkollektor) - utgå(en bipolär transistor används också som utgångstransistordrivrutin)

Element:

L1- ackumulerande gasreglage. Detta är i allmänhet ett element av energiomvandling.

Från 1- en tidskondensator, den bestämmer omvandlingsfrekvensen. Den maximala konverteringsfrekvensen för 34063 chips är cirka 100 kHz.

R2, R1- spänningsdelare för komparatorkretsen. Den icke-inverterande ingången på komparatorn matas med en spänning på 1,25 V från en intern regulator, och den inverterande ingången matas från en spänningsdelare. När spänningen från delaren blir lika med spänningen från den interna regulatorn, växlar komparatorn utgångstransistorn.

C2, C3- utgångs- respektive ingångsfiltren. Kapacitansen hos utgångsfiltret bestämmer storleken på utspänningsrippeln. Om det under beräkningen visar sig att det krävs en mycket stor kapacitans för ett givet rippelvärde, kan du beräkna för större rippel och sedan använda ett extra LC-filter. Kapacitans C 3 tas vanligtvis 100 ... 470 mikrofarad.

Rscär ett strömavkänningsmotstånd. Den behövs för strömbegränsningskretsen. Maximal utgångstransistorström för MC34063 = 1,5A, för AP34063 = 1,6A. Om toppströmmen överskrider dessa värden kan chippet brinna ut. Om man med säkerhet vet att toppströmmen inte ens kommer i närheten av maxvärdena kan detta motstånd utelämnas.

R3- ett motstånd som begränsar strömmen för utgångstransistorns drivenhet (max 100 mA). Vanligtvis tagen 180, 200 ohm.

Beräkningsprocedur:

1. Välj nominell in- och utgångsspänning: V in, V ut och maximal utström Jag ut.
2. 2) Välj den lägsta inspänningen V in(min) och lägsta driftfrekvens fmin med valt V in och Jag ut.
3. Beräkna värde (t på +t av) max enligt formeln (t på +t av) max =1/f min, t på (max)- den maximala tiden när utgångstransistorn är öppen, toff (max)- den maximala tiden när utgångstransistorn är stängd.
4. Beräkna förhållandet t på/t av enligt formeln t på /t av \u003d (V ut + V F -V in (min)) / (V in (min) - V sat), var V F- spänningsfall över utgångsfiltret, V satt- spänningsfall över utgångstransistorn (när den är i helt öppet tillstånd) vid en given ström. V satt bestäms enligt de grafer som ges i dokumentationen för mikrokretsen (eller för transistorn, om kretsen är med en extern transistor). Det kan ses av formeln att ju fler V in, V ut och ju mer de skiljer sig från varandra, desto mindre inflytande har de på slutresultatet. V F och V satt, så om du inte behöver en superexakt beräkning, så skulle jag råda, redan med V in(min)\u003d 6-7 V, ta gärna V F=0, V satt\u003d 1,2 V (vanlig, genomsnittlig bipolär transistor) och bry dig inte.
5. Menande t på/t av och (t på +t av) max lösa ekvationssystemet och hitta t på (max).
6. Hitta kapacitansen för tidskondensatorn Från 1 enligt formeln: C 1 \u003d 4,5 * 10 -5 *t på (max).
7. Hitta toppströmmen genom utgångstransistorn: I PK(switch) =2*I ut *(1+t på /t av). Om det visade sig vara mer än utgångstransistorns maximala ström (1,5 ... 1,6 A), är en omvandlare med sådana parametrar omöjlig. Du måste antingen räkna om kretsen för en lägre utström ( Jag ut), eller använd en krets med en extern transistor.
8. Räkning Rsc enligt formeln: R sc =0,3/I PK(switch).
9. Beräkna minimikapacitansen för utgångsfilterkondensatorn:
10. C 2 \u003d I ut *t på (max) / V-rippel (p-p), var V-rippel (p-p)- det maximala värdet för utspänningsrippeln. Olika tillverkare rekommenderar att multiplicera det erhållna värdet med en faktor från 1 till 9. Den maximala kapaciteten tas från standardvärdena närmast den beräknade.
11. Beräkna induktansens minsta induktans:

    L 1(min) \u003d t på (max) * (V in (min) -V sat) / I PK (switch). Om du får för stora C 2 och L 1 kan du försöka öka omvandlingsfrekvensen och upprepa beräkningen. Ju högre omvandlingsfrekvens, desto lägre är den minsta kapacitansen för utgångskondensatorn och den minsta induktansen för induktansen.

12. Dividerresistanser beräknas utifrån relationen V ut \u003d 1,25 * (1 + R 2 / R 1).

Online-kalkylator för att beräkna omvandlaren:

(för korrekta beräkningar, använd en punkt som en decimalkomma, inte ett komma)

1) Initial data:

(om du inte känner till värdet på V sat , V f , V rippel(p-p) så kommer beräkningen att göras för V sat =1,2 V, V f =0 V, V rippel(p-p) = 50 mV)

Detta opus kommer att handla om 3 hjältar. Varför bogatyrer?))) Från antiken är bogatyrer fosterlandets försvarare, människor som "stal", det vill säga sparade, och inte, som det är nu, "stal", rikedom .. Våra enheter är pulsomvandlare , 3 typer (step-down, step-up, inverter ). Dessutom är alla tre på samma MC34063-chip och på samma typ av DO5022-spole med en induktans på 150 μH. De används som en del av en mikrovågssignalomkopplare på stiftdioder, vars krets och kort anges i slutet av denna artikel.

Beräkning av step-down-omvandlaren (step-down, buck) DC-DC på MC34063-chippet

Beräkningen utförs enligt standardmetoden "AN920 / D" från ON Semiconductor. Det elektriska kretsschemat för omvandlaren visas i figur 1. Numren på kretselementen motsvarar den senaste versionen av kretsen (från filen "Driver of MC34063 3in1 - ver 08.SCH").

Fig. 1 Elektriskt kretsschema för en nedstegsdrivare.

Chipstift:

Slutsats 1 - SWC(omkopplarkollektor) - utgångstransistorkollektor

Slutsats 2 - SWE(switch emitter) - emitter av utgångstransistorn

Slutsats 3 - TC(tidskondensator) - ingång för anslutning av en tidskondensator

Slutsats 4 - GND- jord (ansluten till den gemensamma ledningen för den nedtrappade DC-DC)

Slutsats 5 - CII(Facebook) (komparatorinverterande ingång) - inverterande ingång för komparatorn

Slutsats 6 - VCC- näring

Slutsats 7 - ipk- ingång för den maximala strömbegränsningskretsen

Slutsats 8 - DRC(drivarkollektor) - kollektor för utgångstransistordrivrutinen (en bipolär transistor används också som drivrutin för utgångstransistorn, ansluten enligt Darlington-kretsen, som står inuti mikrokretsen).

Element:

L 3- gaspådrag. Det är bättre att använda en choke av öppen typ (inte helt täckt med ferrit) - DO5022T-serien från Coilkraft eller RLB från Bourns, eftersom en sådan choke mättas med en högre ström än vanliga Sumida CDRH-drossel av stängd typ. Det är bättre att använda droslar med en större induktans än det beräknade värdet.

Från 11- en tidskondensator, den bestämmer omvandlingsfrekvensen. Den maximala konverteringsfrekvensen för 34063 chips är cirka 100 kHz.

R24, R21- spänningsdelare för komparatorkretsen. Den icke-inverterande ingången på komparatorn matas med en spänning på 1,25V från den interna regulatorn, och den inverterande ingången matas från en spänningsdelare. När spänningen från delaren blir lika med spänningen från den interna regulatorn, växlar komparatorn utgångstransistorn.

C 2, C 5, C 8 och C 17, C 18- utgångs- respektive ingångsfiltren. Kapacitansen hos utgångsfiltret bestämmer storleken på utspänningsrippeln. Om det under beräkningen visar sig att det krävs en mycket stor kapacitans för ett givet rippelvärde, kan du beräkna för stora rippel och sedan använda ett extra LC-filter. Ingångskapacitansen tas vanligtvis till 100 ... 470 mikrofarad (TI-rekommendationen är minst 470 mikrofarad), utgångskapacitansen tas också 100 ... 470 mikrofarad (220 mikrofarad tas).

R 11-12-13 (Rsc)är ett strömavkänningsmotstånd. Den behövs för strömbegränsningskretsen. Maximal utgångstransistorström för MC34063 = 1,5A, för AP34063 = 1,6A. Om toppströmmen överskrider dessa värden kan chippet brinna ut. Om man med säkerhet vet att toppströmmen inte ens kommer i närheten av maxvärdena kan detta motstånd utelämnas. Beräkningen utförs exakt för toppströmmen (för den interna transistorn). När du använder en extern transistor flyter toppström genom den, mindre (kontroll)ström flyter genom den interna transistorn.

VT 4 – en extern bipolär transistor sätts in i kretsen när den beräknade toppströmmen överstiger 1,5A (vid en stor utström). Annars kan överhettning av mikrokretsen leda till dess fel. Driftläge (transistorbasström) R 26 , R 28 .

VD 2 – Schottky-diod eller ultrasnabb (ultrasnabb) diod för spänning (framåt och bakåt) minst 2U-utgång

Beräkningsprocedur:

• Välj nominell in- och utgångsspänning: V in, V ut och maximalt

utström Jag ut.

I vårt schema V in =24V, V ut =5V, I ut =500mA(max 750 mA)

• Välj den lägsta inspänningen V in(min) och lägsta driftfrekvens fmin med valt V in och Jag ut.

I vårt schema V in (min) \u003d 20V (enligt TK), välja f min = 50 kHz

3) Beräkna värdet (t på +t av) max enligt formeln (t på +t av) max =1/f min, t på (max)- den maximala tiden när utgångstransistorn är öppen, toff (max)- den maximala tiden när utgångstransistorn är stängd.

(t på +t av) max =1/f min =1/50kHz=0.02 Fröken=20 µs

Beräkna förhållandet t på/t av enligt formeln t på /t av \u003d (V ut + V F) / (V in (min) - V satt - V ut), var V F- spänningsfall över dioden (framåt - framåt spänningsfall), V satt- spänningsfall över utgångstransistorn när den är i helt öppet tillstånd (mättnad - mättnadsspänning) vid en given ström. V satt bestäms av graferna eller tabellerna i dokumentationen. Det kan ses av formeln att ju fler V in, V ut och ju mer de skiljer sig från varandra, desto mindre inflytande har de på slutresultatet. V F och V satt.

(t på /t av) max =(V ut +V F)/(V in(min) -V satt -V ut)=(5+0,8)/(20-0,8-5)=5,8/14,2=0,408

4) Att veta t på/t av och (t på +t av) max lösa ekvationssystemet och hitta t på (max).

t av = (t på +t av) max / ((t på / t av) max +1) =20µs/(0.408+1)=14.2 µs

t på (max) =20- t av=20-14,2 µs=5,8 µs

5) Hitta kapacitansen för tidskondensatorn Från 11 (Ct) enligt formeln:

C 11 \u003d 4,5 * 10 -5 *t på (max).

C 11 = 4.5*10 -5 * t på (max) \u003d 4,5 * 10 - 5 * 5,8 μS \u003d 261pF(detta är minvärdet), ta 680pF

Ju mindre kapacitans desto högre frekvens. Kapacitans 680pF motsvarar en frekvens på 14KHz

6) Hitta toppströmmen genom utgångstransistorn: I PK(switch) =2*I ut. Om det visade sig vara mer än utgångstransistorns maximala ström (1,5 ... 1,6 A), är en omvandlare med sådana parametrar omöjlig. Du måste antingen räkna om kretsen för en lägre utström ( Jag ut), eller använd en krets med en extern transistor.

I PK(switch) =2*I ut =2*0,5=1A(för maximal utström 750mA I PK(switch) = 1,4A)

7) Beräkna Rsc enligt formeln: R sc =0,3/I PK(switch).

R sc \u003d 0,3 / I PK (switch) \u003d 0,3 / 1 \u003d 0,3 Ohm, anslut 3 motstånd parallellt R 11-12-13) med 1 ohm

8) Beräkna minimikapacitansen för utgångsfiltrets kondensator: C 17 =I PK(switch) *(t på +t av) max /8V rippel(p-p), var V-rippel (p-p)- det maximala värdet för utspänningsrippeln. Maximal kapacitet tas från närmast de beräknade standardvärdena.

Från 17 =Jag PK (växla) *(t på+ t av) max/8 V rippel (sid — sid) \u003d 1 * 14,2 μS / 8 * 50 mV \u003d 50 μF, vi tar 220 μF

9) Beräkna minimiinduktansen för induktansen:

L 1(min) = t på (max) *(V in (min) — V satt— V ut)/ Jag PK (växla) . Om C 17 och L 1 är för stora kan du försöka öka konverteringsfrekvensen och upprepa beräkningen. Ju högre omvandlingsfrekvens, desto lägre är den minsta kapacitansen för utgångskondensatorn och den minsta induktansen för induktansen.

L 1(min) \u003d t på (max) * (V in (min) -V satt -V ut) / I PK (switch) \u003d 5.8µs *(20-0.8-5)/1=82.3 µH

Detta är minimiinduktansen. För MC34063-chippet bör induktorn väljas med ett känt stort induktansvärde än det beräknade värdet. Vi väljer L = 150 μH från CoilKraft DO5022.

10) Delningsmotstånd beräknas från förhållandet V ut \u003d 1,25 * (1 + R 24 / R 21). Dessa motstånd måste vara minst 30 ohm.

För V ut \u003d 5V tar vi R 24 \u003d 3,6K, sedanR 21 =1,2K

Onlineberäkning http://uiut.org/master/mc34063/ visar korrektheten hos de beräknade värdena (förutom Сt=С11):

Det finns också en annan onlineberäkning http://radiohlam.ru/theory/stepdown34063.htm, som också visar riktigheten av de beräknade värdena.

12) Enligt beräkningsvillkoren i avsnitt 7 är toppströmmen 1A (Max 1,4A) nära transistorns maximala ström (1,5 ... 1,6 A). Det är tillrådligt att installera en extern transistor redan vid en toppström på 1A, för att undvika överhettning av mikrokretsen. Detta är gjort. Vi väljer VT4 MJD45-transistorn (PNP-typ) med en strömöverföringskoefficient på 40 (det är tillrådligt att ta h21e så mycket som möjligt, eftersom transistorn fungerar i mättnadsläge och en spänning på ca = 0,8V faller på den). Vissa transistortillverkare anger i titeln på databladet om ett lågt värde på mättnadsspänningen Usat i storleksordningen 1V, som bör styras av.

Låt oss beräkna motståndet för motstånden R26 och R28 i kretsarna för den valda transistorn VT4.

Basström för transistor VT4: jag b= Jag PK (växla) / h 21 eh . jag b=1/40=25mA

Motstånd i BE-kretsen: R 26 =10*h21e/ Jag PK (växla) . R 26 \u003d 10 * 40 / 1 \u003d 400 Ohm (vi tar R 26 \u003d 160 Ohm)

Ström genom motstånd R 26: I RBE \u003d V BE /R 26 \u003d 0,8 / 160 \u003d 5mA

Motstånd i baskretsen: R 28 =(Vin(min)-Vsat(drivrutin)-V RSC -V BEQ 1)/(I B +I RBE)

R 28 \u003d (20-0.8-0.1-0.8) / (25 + 5) \u003d 610 Ohm, du kan ta mindre än 160 Ohm (av samma typ som R 26, eftersom den inbyggda Darlington-transistorn kan ge mer ström för ett mindre motstånd.

13) Beräkna snubberelement R 32, C 16. (se förstärkningskretsberäkning och diagram nedan).

14) Beräkna elementen i utgångsfiltret L 5 , R 37, C 24 (G. Ott "Metoder för att undertrycka brus och störningar i elektroniska system" s.120-121).

Välj - spole L5 = 150 μH (samma typ induktor med aktivt resistivt motstånd Rdross = 0,25 ohm) och C24 = 47 μF (ett större värde på 100 μF indikeras i kretsen)

Beräkna filterdämpningsfaktorn xi =((R+Rdross)/2)* rot(C/L)

R=R37 ställs in när dämpningsfaktorn är mindre än 0,6 för att ta bort toppen i filtrets relativa frekvenssvar (filterresonans). Annars kommer filtret vid denna gränsfrekvens att förstärka vibrationerna, inte dämpa dem.

Utan R37: Xi=0,25/2*(rot 47/150)=0,07 - det kommer att bli en ökning av frekvenssvaret upp till +20db, vilket är dåligt, så vi ställer in R=R37=2,2 Ohm, då:

C R37: Ksi = (1 + 2,2) / 2 * (rot 47/150) = 0,646 - med xi 0,5 eller mer, sjunker frekvenssvaret (det finns ingen resonans).

Filtrets resonansfrekvens (gränsfrekvens) Fср=1/(2*pi*L*C), måste ligga under mikrokretsens omvandlingsfrekvenser (de som filtrerar dessa höga frekvenser på 10-100kHz). För de angivna värdena för L och C får vi Fcp=1896 Hz, vilket är mindre än omvandlarens frekvenser 10-100 kHz. Resistansen R37 kan inte ökas mer än några ohm, eftersom spänningen kommer att sjunka på den (vid en belastningsström på 500mA och R37=2,2 ohm blir spänningsfallet Ur37=I*R=0,5*2,2=1,1V) .

Alla kretselement är valda för ytmontering

Oscillogram för driften vid olika punkter i buck-omvandlarkretsen:

15) a) Oscillogram utan belastning ( Uin=24V, Uout=+5V):

Spänning + 5V vid omvandlarens utgång (på kondensator C18) utan belastning

Signalen på kollektorn på transistorn VT4 har en frekvens på 30-40Hz, kanske utan belastning, kretsen förbrukar ca 4 mA utan belastning

Styrsignaler till stift 1 på mikrokretsen (nedre) och baserad på transistor VT4 (övre) utan belastning

b) Oscillogram under belastning(Uin=24V, Uout=+5V), med frekvensinställningskapacitans c11=680pF. Vi ändrar belastningen genom att minska motståndet i motståndet (3 vågformer nedan). I detta fall ökar utströmmen från stabilisatorn, liksom ingången.

Belastning - 3 68 ohm motstånd parallellt ( 221 mA) Ingångsström - 70mA

Gul stråle - transistorbaserad signal (kontroll) Blå stråle - signal på transistorns kollektor (utgång) Belastning - 5 68 ohm motstånd parallellt ( 367 mA) Ingångsström - 110mA

Gul stråle - transistorbaserad signal (kontroll) Blå stråle - signal på transistorns kollektor (utgång) Belastning - 1 motstånd 10 ohm ( 500 mA) Ingångsström - 150mA

Slutsats: beroende på belastningen ändras pulsrepetitionshastigheten, med en högre belastning ökar frekvensen, sedan försvinner pauserna (+ 5V) mellan ackumulerings- och rekylfasen, bara rektangulära pulser kvarstår - stabilisatorn fungerar "vid gränsen" av dess kapacitet. Detta kan också ses från vågformen nedan, när "såg"-spänningen har överspänningar - regulatorn går in i strömbegränsningsläget.

c) Spänning på frekvensinställningskapacitansen c11=680pF vid maximal belastning 500mA

Gul stråle - kapacitetssignal (styrsåg) Blå stråle - signal på transistorns kollektor (utgång) Belastning - 1 motstånd 10 ohm ( 500 mA) Ingångsström - 150mA

d) Spänningsrippel vid utgången av stabilisatorn (c18) vid en maximal belastning på 500mA

Gul stråle - utgående rippelsignal (c18) Belastning - 1 motstånd 10 ohm ( 500 mA)

Spänningsrippel vid utgången av LC(R)-filtret (s24) vid en maximal belastning på 500mA

Gul stråle - rippelsignal vid utgången av LC(R)-filtret (c24) Belastning - 1 motstånd 10 ohm ( 500 mA)

Slutsats: topp-till-topp rippelspänningsområdet har minskat från 300mV till 150mV.

e) Oscillogram av dämpade svängningar utan snubber:

Blå stråle - på en diod utan en snubber (du kan se införandet av en puls med tiden inte lika med perioden, eftersom detta inte är PWM, utan PWM)

Oscillogram av dämpade svängningar utan snubber (förstorad):

Beräkning av boost-omvandlaren (step-up, boost) DC-DC på MC34063-chippet

http://uiut.org/master/mc34063/. För en boost-förare är det i princip samma sak som beräkningen av buck-drivrutinen, så den kan litas på. Kretsen under onlineberäkning ändras automatiskt till den typiska kretsen från "AN920/D" Indata, beräkningsresultat och den typiska kretsen i sig presenteras nedan.

- N-kanals fälttransistor VT7 IRFR220N. Ökar chipets lastkapacitet, gör att du snabbt kan byta. Vald av: Boost-omvandlarens elektriska krets visas i figur 2. Numren på kretselementen motsvarar den senaste versionen av kretsen (från filen "Driver of MC34063 3in1 - ver 08.SCH"). Schemat har element som inte finns i det typiska onlineberäkningsschemat. Det här är följande element:

• Maximal drain-source spänning V DSS =200V, kanske högspänning vid utgången + 94V
• Litet kanalspänningsfall RDS(på)max=0,6Om. Ju lägre kanalmotstånd desto lägre värmeförlust och desto högre verkningsgrad.
• Liten kapacitans (ingång) som bestämmer gateladdningen Qg (Total grindavgift) och låg ingångsgrindström. För denna transistor jag=Qg*fsw=15nC*50 kHz=750uA.
• Maximal avloppsström jag d=5A, mk pulsström Ipk=812 mA vid utgångsström 100mA

- element i spänningsdelaren R30, R31 och R33 (reducerar spänningen för VT7-porten, som inte bör vara mer än VGS \u003d 20V)

- delar av urladdningen av ingångskapacitansen VT7 - R34, VD3, VT6 när transistorn VT7 växlas till stängt tillstånd. Minskar VT7-grindavklingningstiden från 400nS (visas ej) till 50nS (50nS vågform). Log 0 på stift 2 på mikrokretsen öppnar VT6 PNP-transistorn och ingångsportens kapacitans laddas ur genom VT6 CE-övergången (snabbare än bara genom motståndet R33, R34).

- spolen L i beräkningen visar sig vara mycket stor, ett mindre värde väljs L = L4 (Fig. 2) = 150 μH

- snubberelement C21, R36.

Snubberberäkning:

Därav L=1/(4*3,14^2*(1,2*10^6)^2*26*10^-12)=6,772*10^4 Rsn=√(6,772*10^4 /26*10^- 12)=5,1 kΩ

Värdet på snubberkapacitansen är vanligtvis en kompromisslösning, eftersom å ena sidan, ju större kapacitans, desto bättre utjämning (mindre svängningar), å andra sidan laddas kapacitansen upp för varje cykel och försvinner en del av det användbara. energi genom motståndet, vilket påverkar verkningsgraden (vanligtvis minskar normalt beräknad snubber effektiviteten väldigt lite, inom ett par procent).

Genom att ställa in ett variabelt motstånd bestämdes resistansen mer exakt R=1 K

Fig. 2 Elektriskt kretsschema för en step-up (step-up, boost) förare.

Oscillogram av arbete vid olika punkter i boostomvandlarkretsen:

a) Spänning vid olika punkter utan belastning:

Utspänning - 94V utan belastning

Grindspänning utan belastning

Dränera spänning utan belastning

b) spänningen vid grinden (gul stråle) och vid dräneringen (blå stråle) för transistorn VT7:

på grinden och på avloppet under belastning ändras frekvensen från 11 kHz (90 μs) till 20 kHz (50 μs) - de är inte PWM, utan PFM

på grind och avlopp under belastning utan dämpare (sträckt - 1 svängningsperiod)

grind och avlopp under belastning med dämpare

c) fram- och bakkantsspänningsstift 2 (gul balk) och vid grinden (blå balk) VT7, sågstift 3:

blå - 450 ns stigtid på VT7 gate

Gul - stigtid 50 ns per stift 2 mikrokretsar blå - 50 ns stigtid på VT7 gate

såg på Ct (stift 3 IC) med kontrollöverskott F = 11k

Beräkning av DC-DC-växelriktare (step-up / step-down, inverter) på MC34063-chippet

Beräkningen görs även enligt standardmetoden ”AN920/D” från ON Semiconductor.

Beräkningen kan utföras omedelbart "online" http://uiut.org/master/mc34063/. För en inverterande drivrutin är det i princip samma sak som beräkningen av buck-drivrutinen, så det går att lita på. Kretsen under onlineberäkning ändras automatiskt till den typiska kretsen från "AN920/D" Indata, beräkningsresultat och den typiska kretsen i sig presenteras nedan.

- bipolär PNP-transistor VT7 (ökar belastningskapaciteten) Den elektriska kretsen för den inverterande omvandlaren visas i figur 3. Numren på kretselementen motsvarar den senaste versionen av kretsen (från filen "Driver of MC34063 3in1 - ver 08 .SCH"). Schemat har element som inte finns i det typiska onlineberäkningsschemat. Det här är följande element:

- element i spänningsdelaren R27, R29 (ställer in basströmmen och driftsätt VT7),

- dämparelement C15, R35 (dämpar oönskade fluktuationer från gasreglaget)

Vissa komponenter skiljer sig från de beräknade:

• spole L tas mindre än det beräknade värdet L=L2 (Fig. 3)=150 μH (samma typ av alla spolar)
• utgångskapacitansen tas mindre än den beräknade C0 \u003d C19 \u003d 220 μF
• frekvensinställningskondensatorn är tagen C13 = 680pF, motsvarar en frekvens på 14KHz
• delningsmotstånd R2=R22=3,6K, R1=R25=1,2K (tagen först för utspänning -5V) och slutmotstånd R2=R22=5,1K, R1=R25=1,2K (utgångsspänning -6,5V)

strömbegränsningsmotstånd tagit Rsc - 3 motstånd parallellt 1 ohm vardera (resistant resistans 0,3 ohm)

Fig. 3 Elektriskt kretsschema för växelriktaren (steg upp / ned, växelriktare).

Oscillogram av arbete på olika punkter i växelriktarkretsen:

a) vid +24V ingångsspänning utan belastning:

vid utgång -6,5V utan belastning

på kollektorn - ackumulering och frigöring av energi utan belastning

på stift 1 och basen av transistorn utan belastning

på transistorns bas och kollektor utan belastning

utgångsrippel utan belastning

Denna kalkylator låter dig beräkna parametrarna för den switchande DC-DC-omvandlaren på MC34063A. Kalkylatorn kan beräkna steg-upp-, ned- och inverterande omvandlare på det allmänt tillgängliga mc33063-chippet (alias mc34063). Skärmen visar data för frekvensinställningskondensatorn, den maximala strömmen, spolinduktansen, resistansen hos motstånden. Motstånd väljs från närmaste standardvärden så att utspänningen bäst matchar det erforderliga värdet.

Ct- Kapacitans för omvandlarens frekvensinställningskondensator.
ipkär toppströmmen genom induktorn. Induktansen måste beräknas för denna ström.
Rsc- ett motstånd som stänger av mikrokretsen när strömmen överskrids.
Lmin- spolens minsta induktans. Du kan inte ta mindre än detta värde.
co- filterkondensator. Ju större den är, desto mindre krusning, bör vara LÅG ESR-typ.
R1, R2- en spänningsdelare som ställer in utspänningen.

Dioden måste vara en ultrasnabb eller Schottky-diod med en omvänd spänning på minst 2 gånger utspänningen.

Chip matningsspänning 3 - 40 volt, och strömmen ipk bör inte överstiga 1,5A

MC34063 är en ganska vanlig typ av mikrokontroller för att bygga låg-till-hög- och hög-till-lågspänningsomvandlare. Funktionerna hos mikrokretsen ligger i dess tekniska egenskaper och prestanda. Enheten håller belastningar bra med omkopplingsström upp till 1,5 A, vilket indikerar ett brett användningsområde i olika pulsomvandlare med höga praktiska egenskaper.

Beskrivning av mikrokretsen

Stabilisering och spänningsomvandling– Det här är en viktig funktion som används i många enheter. Dessa är alla typer av reglerade nätaggregat, omvandlingskretsar och högkvalitativa inbyggda nätaggregat. De flesta hemelektronik är designade på denna MS, eftersom den har hög prestanda och enkelt växlar en ganska stor ström.

MC34063 har en inbyggd oscillator, så för att driva enheten och börja omvandla spänningen till olika nivåer räcker det med att ge en initial förspänning genom att ansluta en 470pF kondensator. Denna kontroller åtnjuter stor popularitet bland ett stort antal radioamatörer. Chipet fungerar bra i många kretsar. Och med en enkel topologi och en enkel teknisk enhet kan du enkelt förstå principen för dess funktion.

En typisk omkopplingskrets består av följande komponenter:

• 3 motstånd;
• diod;
• 3 kondensatorer;
• induktans.

Med tanke på kretsen för att sänka spänningen eller stabilisera den, kan du se att den är utrustad med djup återkoppling och en ganska kraftfull utgångstransistor, som skickar spänningen genom sig själv i framåtström.

Schema för att slå på spänningsreduktion och stabilisering

Det framgår av diagrammet att strömmen i utgångstransistorn begränsas av motståndet R1, och tidsinställningskomponenten för inställning av den erforderliga omvandlingsfrekvensen är kondensator C2. Induktansen L1 ackumulerar energi i sig själv när transistorn är öppen, och när den är stängd urladdas den genom dioden till utgångskondensatorn. Omvandlingsfaktorn beror på förhållandet mellan motstånden för motstånden R3 och R2.

PWM-stabilisatorn arbetar i ett pulserat läge:

När den bipolära transistorn slås på får induktansen energi, som sedan lagras i utgångskapacitansen. Denna cykel upprepas konstant, vilket ger en stabil uteffekt. Förutsatt att det finns en spänning på 25V vid mikrokretsens ingång, kommer den vid dess utgång att vara 5 V med en maximal utström på upp till 500mA.

Spänningen kan höjas genom att ändra typen av resistansförhållande i återkopplingskretsen ansluten till ingången. Den används också som en urladdningsdiod i verkningsögonblicket av den bakre EMF som ackumuleras i spolen vid laddningsögonblicket med transistorn öppen.

Att tillämpa ett sådant system i praktiken, kan producera mycket effektivt steg ner omvandlare. Samtidigt förbrukar mikrokretsen inte överskottseffekt, som släpps när spänningen sjunker till 5 eller 3,3 V. Dioden är utformad för att ge en omvänd urladdning av induktansen till utgångskondensatorn.

Puls buck-läge spänning kan avsevärt spara batteriström vid anslutning av enheter med låg förbrukning. Till exempel, när man använder en konventionell parametrisk stabilisator, tog det minst 50 % av kraften för att värma den under drift. Och vad ska man då säga om man behöver en utspänning på 3,3 V? En sådan nedtrappningskälla med en belastning på 1 W kommer att förbruka alla 4 W, vilket är viktigt när man utvecklar högkvalitativa och pålitliga enheter.

MC34063 har visat att den genomsnittliga effektförlusten minskar till minst 13 %, vilket har blivit ett stort incitament för dess praktiska implementering för att driva alla lågspänningsförbrukare. Och med tanke på pulsbreddsprincipen för reglering kommer mikrokretsen att värmas upp något. Därför kräver det inte radiatorer för att kyla det. Den genomsnittliga verkningsgraden för en sådan omvandlingskrets är minst 87 %.

Spänningsreglering vid utgången av mikrokretsen utförs på grund av den resistiva avdelaren. Om det överskrider det nominella värdet med 1,25V, kopplar komporatorn på triggern och stänger transistorn. I denna beskrivning betraktas en spänningsnedgångskrets med en utgångsnivå på 5V. För att ändra det, öka eller minska, kommer det att vara nödvändigt att ändra parametrarna för ingångsdelaren.

Ett ingångsmotstånd används för att begränsa strömbrytarens ström. Beräknas som förhållandet mellan ingångsspänningen och resistansen hos motståndet R1. För att organisera en justerbar spänningsregulator är mittpunkten av ett variabelt motstånd anslutet till det femte stiftet på mikrokretsen. En utgång till den gemensamma ledningen och den andra till strömförsörjningen. Konverteringssystemet fungerar i frekvensbandet 100 kHz, när induktansen ändras kan den ändras. När induktansen minskar ökar omvandlingsfrekvensen.

Andra driftlägen

Förutom driftlägen för sänkning och stabilisering används även boosting ganska ofta. skiljer sig genom att induktansen inte är vid utgången. En ström flyter genom den till lasten när nyckeln är stängd, som, när den är olåst, ger en negativ spänning till den nedre utgången av induktansen.

Dioden ger i sin tur urladdningen av induktansen till lasten i en riktning. Därför, när nyckeln är öppen, bildas 12 V från strömkällan och den maximala strömmen på lasten, och när den är stängd på utgångskondensatorn stiger den till 28V. Boostkretsens effektivitet är minst 83 %. kretsfunktion när man arbetar i detta läge slås utgångstransistorn på smidigt, vilket säkerställs genom att begränsa basströmmen genom ett extra motstånd anslutet till den 8:e utgången på MS. Omvandlarens klockfrekvens ställs in av en liten kondensator, huvudsakligen 470pF, medan den är 100kHz.

Utspänningen bestäms av följande formel:

Uout=1,25*R3 *(R2+R3)

Med hjälp av ovanstående krets för att slå på MC34063A-chippet är det möjligt att göra en USB-driven boost-omvandlare upp till 9, 12 eller mer, beroende på parametrarna för motståndet R3. För att utföra en detaljerad beräkning av enhetens egenskaper kan du använda en speciell kalkylator. Om R2 är 2,4K och R3 är 15K, kommer kretsen att omvandla 5V till 12V.

Schematisk över MC34063A spänningsförstärkning med extern transistor

I den presenterade kretsen används en fälteffekttransistor. Men hon gjorde ett misstag. På en bipolär transistor är det nödvändigt att byta K-E. Och nedan är ett diagram från beskrivningen. Den externa transistorn väljs baserat på omkopplingsström och uteffekt.

Ganska ofta används denna mikrokrets för att driva LED-ljuskällor för att bygga en nedtrappnings- eller boost-omvandlare. Hög effektivitet, låg förbrukning och hög utspänningsstabilitet är de främsta fördelarna med kretsimplementering. Det finns många LED-drivkretsar med olika funktioner.

Som ett av många exempel på praktisk tillämpning, betrakta följande diagram nedan.

Kretsen fungerar så här:

När en styrsignal appliceras blockeras den interna triggern hos MS:n och transistorn stängs. Och laddningsströmmen för fälteffekttransistorn flyter genom dioden. När styrpulsen tas bort går avtryckaren till det andra tillståndet och öppnar transistorn, vilket leder till urladdningen av grinden VT2. En sådan inkludering av två transistorer ger snabb på och av VT1, vilket minskar sannolikheten för uppvärmning på grund av den nästan fullständiga frånvaron av en variabel komponent. För att beräkna strömmen som flyter genom lysdioderna kan du använda: I \u003d 1,25V / R2.

Laddare på MC34063

MC34063-styrenheten är universell. Förutom strömförsörjning kan den användas för att designa en laddare för telefoner med en utspänning på 5V. Nedan är ett diagram över implementeringen av enheten. Henne funktionsprincip förklaras som i fallet med en normal nedfallen. Batteriladdningens utström är upp till 1A med en marginal på 30 %. För att öka den måste du använda en extern transistor, till exempel KT817 eller någon annan.